Импульсные источники питания

 
 

Импульсные источники питания

Силовая электротехника



Введение. Некоторые определения

Импульсные (ключевые) источники питания - ИИП (SMPS) - это современные источники питания с высоким КПД. Традиционные линейные источники питания с последовательным регулирующим элементом сохраняют постоянное выходное напряжение при изменении входного напряжения или тока нагрузки благодаря изменению своего сопротивления. Линейный регулятор(стабилизатор) поэтому может быть очень неэффективным. Импульсный источник питания, однако, использует высокочастотный ключ (транзистор) с переменными величинами включенного-выключенного состояний, чтобы стабилизировать выходное напряжение. Пульсации выходного напряжения, вызванные ключевым режимом, отфильтрованы LC фильтром.

ИИП могут понижать напряжение питания, так же, как и линейные. В отличие от линейного регулятора(стабилизатора), однако, ИИП может также увеличивать напряжение питания и инвертировать выходное напряжение. Типовые схемы применения даются ниже.

 

Типовое применение для понижающего импульсного (ключевого) регулятора:

Формирование напряжения 5 В для питания цепей ТТЛ от 12 В батареи (особенно если 12 В батарея ограниченной емкости, поскольку ключевые стабилизаторы гораздо более эффективны чем линейные стабилизаторы).

 

Типовое применение для повышающего импульсного регулятора:

Формирование 25 В от напряжения 5 В для питания программируемого ПЗУ.

Типовое применение для инвертирующего импульсного регулятора:

Формирование двуполярного напряжения от однополярного для питания операционных усилителей.

Формирование отрицательного смещения для микросхем динамического ОЗУ.

Термин импульсный регулятор используется для описания схемы, которая преобразует постоянное напряжение в выходной сигнал также постоянного напряжения той же самой или противоположной полярности более низкого или более высокого напряжения. Импульсные регуляторы используют дроссели и не обеспечивают гальванической развязки между входом и выходом.

Термин импульсный преобразователь используется для описания схемы, которая преобразует постоянное напряжение в один или несколько выходных сигналов также постоянного напряжения более низкого или более высокого напряжения. Импульсные преобразователи используют трансформатор и обеспечивают гальваническую развязку (изоляцию) между входом и выходами, а также между выходами.

Термин импульсный источник питания - ИИП (SMPS) используется для описания импульсных регуляторов и преобразователей.

Прямоходовые (forward) и обратноходовые (flyback)
преобразователи

При обсуждении ИИП различной топологи часто упоминаются прямоходовые и обратноходовые преобразователи.

В прямоходовом ИИП источник энергии подает ток к выходному конденсатору, когда ключ замкнут.

Обратноходовой ИИП передает энергию от дросселя к выходному конденсатору, когда ключ разомкнут.

Понижающий (buck или forward) регулятор

Switch Mode Power Supply

Когда ключ S1 замкнут, энергия источника Uin подается в нагрузку и накапливается в магнитном поле дросселя. Ток в дросселе линейно нарастает.

Когда ключ S1 разомкнут, открывается диод D, нагрузка питается энергией, накопленной в магнитном поле дросселя и в электрическом поле конденсатора. Ток в дросселе линейно спадает.

Понижающий регулятор с повышенным током

Current-Boosted Buck SMPS

Понижающий преобразователь с повышенным током использует трансформатор для повышения выходного тока выше максимального тока ключа (транзистора). Повышение выходного тока получается за счет увеличения напряжения на ключе в закрытом состоянии. Повышение максимального выходного тока по сравнению со стандартным преобразователем пропорционально отношению входного напряжения к выходному плюс коэффициент трансформации. Например, в таком регуляторе с входным напряжением 15 В и выходным 5 В, с коэффициентом трансформации 1:4, выходной ток увеличивается вдвое: 15/(5+1/4x15-5), или 2. Это 100 %-е увеличение выходного тока. Однако, максимальное напряжение на ключе для этого регулятора увеличено с величины входного напряжения до величины выходного напряжения плюс входного напряжения, деленного на коэффициент трансформации. Используя преобразователь с 15 В в 5 В, максимальное напряжение ключа - 15+5/ коэффициент трансформации, или 15+5/0.25=35 В.

Импульсный повышающий регулятор

The Boost SMPS

В понижающем регуляторе ток через дроссель может течь непрерывно, выходной конденсатор лишь фильтрует напряжение. В импульсном повышающем регуляторе, однако, энергия передается в конденсатор с перерывами. Поэтому емкость конденсатора фильтра должна быть больше, чем в понижающем.

Время проводящего состояния диода в импульсном повышающем регуляторе, в отличие от обратноходового регулятора, не фиксировано, оно изменяется в зависимости от входного напряжения.

Ipk = 2 x Iout,max x (Uout / Uin,min)
Td on = (L x Ipk) / (Uout - Uin)

 

Выходное напряжение регулируется, оно обратно пропорционально коэффициенту заполнения.

Uout = ((Ton / Td on) + 1) x Uin

Пульсации напряжения прямо пропорциональны длительности проводящего состояния диода.

Td on max = (L x Ipk) / (Uout - Uin,max)

Импульсный повышающий регулятор
с повышенным током

The Current-Boosted Boost SMPS

Обратноходовый регулятор

Схема обратноходового регулятора, показанная ниже, может использоваться как повышающая или понижающая.

The flyback regulator Flyback Regulator Waveforms

В прямоходовом регуляторе энергия непрерывно передается в выходной конденсатор фильтра. В обратноходовом регуляторе, однако, энергия накачивается с перерывами. Конденсатор фильтра поэтому должен иметь большую емкость, чем в прямоходовом.

Обратноходовый регулятор может работать в одном из двух режимов: непрерывный или прерывистый. В непрерывном режиме индуктивность дросселя должна быть больше критической, так что ток в дросселе никогда не снижается до нуля. В прерывистом режиме ток в дросселе падает снижается до нуля прежде, чем ключ закрывается. Обычно схема разработана так, что при самых плохих условиях (максимальный выходной ток, минимальное входное напряжение) ток только приближается к нулевому значению в течение момента, то есть как только диод закрывается, ключ замыкается.

Для обратноходового регулятора максимальный входной ток равен:

Ipk = (Uin x Ton)/L

где:
Ipk - максимальный ток - А
Uin - входное напряжение- В
Ton - время включенного состояния ключа - с
L - индуктивность - Г

Время проводящего состояния диода равно:

Td on = (Ipk x L) / Uout

где:
Ipk - максимальный ток - А
Uout - выходное напряжение - В
Td on - время проводящего состояния диода - с
L - индуктивность - Г

Выходная мощность обратноходового регулятора равна:

Pout = Uout x Iout = 0.5 x L x Ipk2 x f

где:
Iout - средний выходной ток - А
Uout - среднее выходное напряжение - В
L - индуктивность - Г
Ipk- максимальный ток - А
f - частота переключения - Гц

Iout - среднее значение тока через диод (так как весь выходной ток должен течь сквозь диод):

Iout = (Ipk / 2) x (Td on x f)

где:
Iout - средний выходной ток - А
Ipk - максимальный ток - А
Td on - время проводящего состояния диода - с
f - частота переключения - Гц

Выходное напряжение обратной полярности равно:

Uout = (Pout x Rl0.5

или:

Uout = Ipk x ((L x f x Rl) /2) 0.5

где: 
Uout - среднее выходное напряжение - В
Pout - средняя выходная мощность - Вт
Rl - сопротивление нагрузки - Ом
Ipk - максимальный ток - А
L - индуктивность - Г
f - частота переключения - Гц

Выходное напряжение схемы может регулироваться, используя фиксированную частоту и изменяя длительность включенного состояния транзистора (широтно-импульчная модуляция - ШИМ - PWM). Однако выходное напряжение понижается в то время как транзисторный ключ включен и возрастает, когда транзистор выключен. Это затрудняет управление ШИМ. Лучший подход к управлению обратноходовым преобразователем при работе в прерывистом режиме состоит в том, чтобы иметь установленный максимальный ток в дросселе и, следовательно, фиксированное время, когда ключ открыт. Время закрытого состояния транзисторного ключа можно тогда изменять обратно пропорционально любым изменениям в выходном напряжении. При этом схема работает на переменной частоте переключения.

Регулятор с магнитно-связанными дросселями,
или схема Чука (Cúuk SMPS)

Бюро патентов США в 1978 году выдало доктору Слободану Чуку (Slobodan Cúuk) (с прононсом Chook) из Калифорнийского Технологического патент на схему ИИП. Преимущества его новой схемы: повышенный КПД, низкие пульсации входного и выходного тока, минимальные радиопомехи и небольшие размеры и масса.

Ряд диаграмм ниже показывает, как получена схема Чука.

Во-первых, рассмотрим последовательное соединение повышающего и понижающего преобразователей:

boost followed by buck

Если рассматривать диоды как ключи, то два ключа с диодами могут быть заменены двумя переключателями

DPDT Cuk

Переключатели и параллельно подключенный конденсатор могут быть заменены переключателем и последовательно включенным конденсатором, учитывая, что изменена полярность выходного напряжения:

SPST Cuk

Практическая реализация ИИП Чука может быть следующей:

Practical Cuk

Так как средние значения напряжений на обоих дросселях одинаковы, можно заменить эти два дросселя одним двухобмоточным дросселем с одинаковым количеством витков. При этом пульсации тока в обмотках существенно снижаются:

The Cuk SMPS

Коэффициент передачи напряжения по постоянному току М равен M = D /(1 - D), где D - коэффициент заполнения работы транзисторного ключа, работающего на частоте переключения 1/Tsw. Для входного напряжения постоянного тока Uin выходное напряжение равно Uout = M x Uin. Преобразователь является понижающим для D < 0.5 и повышающим для D > 0.5. Другая принципиальная особенность - оба тока, входной и выходной, сглажены входным и выходным дросселями.

Теоретически выходной конденсатор C2 не является необходимым, но обычно подключается, чтобы уменьшить пульсации тока нагрузки. Преобразователь Чука уникален потому, что передача энергии от входа до выхода происходит через конденсатор вместо дросселя, как во всех предыдущих преобразователях.

Конденсатор емкостью 1 мкФ, заряженный до напряжения 50 В, имеет запасенную энергию 1.25 мДж, равную энергии дросселя 2.5 мГ, через который проходит ток 1 А. Размер конденсатора 1 мкФ 50 В, однако, является значительно меньшим, чем дроссель 2.5 мГ 1 А. Поэтому емкостная передача энергии более эффективна при тех же размерах или массе, чем индуктивная передача энергии.

Поскольку токи входного и выходного дросселей практически постоянны, броски тока в пределах преобразователя полностью ограничены цепью транзисторный ключ - диод - конденсатор. Эти элементы можно расположить компактно, тем самым излучаемые радиопомехи будут существенно уменьшены. Кроме того, форма напряжения и тока в этом преобразователе особенно чиста, с очень небольшими выбросами; защитные цепи в преобразователе могут быть незначительными.

Литература (Cúuk)

  • S. Cúuk and R.D. Middlebrook, "A New Optimum Topology Switching DC-to-DC Converter", IEEE Power Electronics Specialist Conference 1977 pp 160-179.
  • S. Cúuk and R.D. Middlebrook, "Coupled Inductor and Other Extensions of a New Optimum Topology Switching Converter", IEEE Industrial Applications Society Annual Meeting, 1977 pp 1110-1126.
  • S. Cúuk and W.M. Polivka, Analysis of Integrated Magnetics to Eliminate Current Ripple in Switching Converters, Power Conversion International Proceedings, 1983 pp 361-386.

Прямоходовый (forward) преобразователь

The Forward Converter

Дополнительная обмотка трансформатора прямоходового преобразователя гарантирует, что к моменту включения ключа магнитное поле сердечника трансформатора нулевое. При отсутствии дополнительной обмотки после нескольких периодов переключения сердечник трансформатора войдет в насыщение, ток первичной обмотки чрезмерно увеличится, таким образом ключ (то есть транзистор) выйдет из строя.

Временные диаграммы напряжений и токов для прямоходового преобразователя показаны ниже:

Forward Converter Waveforms

= намагничивающий ток

Выходное напряжение прямоходового преобразователя равно среднему значению напряжения на входе LC фильтра и равно:

Vout = Vin x (n2/n1) x (Ton x f)

где: 
n2 - число витков вторичной обмотки T1
n1 - число витков первичной обмотки T1
Ton - время включенного состояния ключа
f - частота переключения

Обратноходовый (flyback) преобразователь

The Flyback Converter 

Выходное напряжение для обратноходового преобразователя (трапецеидальная форма электрического тока) может быть рассчитано следующим образом:

Vout=Vin x (n2/n1) x (Ton x f) x (1/(1-(Ton x f)))

где:
n2 - число витков вторичной обмотки T1
n1 - число витков первичной обмотки T1 
Ton - время включенного состояния ключа Q1 

Cхема управления контролирует Vout и управляет скважностью (временем включенного состояния ключа Q1).

Если Vin увеличивается, схема управления уменьшит скважность, чтобы сохранить постоянное выходное напряжение. Аналогично, если ток нагрузки уменьшится и Voutувеличится, схема управления будет действовать таким же образом. Наоборот, уменьшение Vin или увеличение тока нагрузки увеличит скважность.

Заметим, что выходное напряжение меняется, когда изменяется коэффициент заполнения, Ton x f. Однако зависимость между выходным напряжением и коэффициентом заполнения - не линейна, как имела место в прямоходовом преобразователе, это - гиперболическая функция.

Ток в обратноходовом преобразователе может иметь или трапецеидальную, или пилообразную форму. Трапецеидальная форма тока будет в том случае, если ключевой транзистор включается до того, как ток во вторичной обмотке спадет до нуля. Если пилообразный ток во вторичной обмотке успевает достичь нуля, то появляется "мертвое время", когда нет никакого тока ни в вторичной обмотке, ни в первичной.

Flyback Converter Waveforms

Двухтактный (Push Pull) преобразователь

Push Pull Converter

Двухтактный преобразователь относится к числу прямоходовых. Как показано на схеме выше, когда ключ Q1 включен, ток течет через верхнюю половину первичной обмотки T1 и магнитное поле в сердечнике T1 растет. Растущее магнитное поле в T1 индуцирует напряжение во вторичной обмотке T1 такой полярности, что диод D2 смещен в прямом, а D1 - в обратном направлении. D2 проводит и заряжает выходнй конденсатор C2 через дроссель L1. L1 и C2 составляют схему фильтра. Когда ключ Q1 выключается, магнитное поле в трансформаторе T1 спадает, и после времени паузы (зависящего от скважности ШИМ), Q2 включается, ток течет через нижнюю половину первичной обмотки T1 и магнитное поле в сердечнике T1 растет в противоположном направлении. Растущее магнитное поле в T1 индуцирует напряжение во вторичной обмотке T1 такой полярности, что диод D1 смещен в прямом, а D2 - в обратном направлении. D1 проводит и заряжает выходной конденсатор C2 через дроссель L1. После окончания мертвого времени включается ключ Q1 и процесс повторяется.

Имеются два важных соображения, касающиеся двухтактного преобразователя:

  1. Оба транзистора не должны проводить одновременно, поскольку это было бы эквивалентно короткому замыканию источника питания. Это означает, что время включенного состояния каждого ключа не должно превышать половину периода, иначе наложатся проводящие состояния ключей.
  2. Магнитный режим обеих половин первичной обмотки (вольт-секундные площадки) должен быть строго одинаков, иначе трансформатор может войти в насыщение, и это вызвало бы выход из строя ключей Q1 и Q2.

Эти критерии должны удовлетворяться схемой управления и драйвером.

Выходное напряжение Vout равно среднему значению напряжения на входе LC фильтра:

Vout = Vin x (n2/n1) x f x (Ton, q1 + Ton, q2)

где:
Vout - среднее выходное напряжение - В
Vin - Напряжение питания - В
n2 - число витков вторичной обмотки
n1 - половина общего числа витков первичной обмотки
f - частота переключения - Гц
Ton, q1 - время включенного состояния ключа Q1 - с
Ton, q2 - время включенного состояния ключа Q2 - с

Cхема управления контролирует Vout и управляет включенным состоянием ключей Q1 и Q2.

Если Vin увеличивается, схема управления уменьшит скважность, чтобы сохранить постоянное выходное напряжение. Аналогично, если ток нагрузки уменьшится и Voutувеличится, схема управления будет действовать таким же образом. Наоборот, уменьшение Vin или увеличение тока нагрузки увеличит скважность. Временные диаграммы ниже показывают токи двухтактного преобразователя.

Push Pull Converter Waveforms

Полумостовой преобразователь

Half Bridge Converter

Полумостовой преобразователь подобен двухтактному преобразователю, только не требуется делать отвод от середины первичной обмотки. Изменение направления магнитного поля достигается изменением направление тока первичной обмотки. Этот тип преобразователя применяется в преобразователях большой мощности.

Для полумостового преобразователя выходное напряжение Vout равно среднему значению напряжения на входе LC фильтра.

Vout = (Vin/2) x (n2/n1) x f x (Ton,q1 + Ton,q2)

где 
Vout - выходное напряжение - В
Vin - входное напряжение - В
n2 - 0.5 x количество витков вторичной обмотки
n1 - количество витков первичной обмотки
f - рабочая частота - Гц
Ton,q1 - время включенного состояния ключа Q1 - с
Ton,q2 - время включенного состояния ключа Q2 - с

Заметим, что Ton,q1 должно быть равно Ton,q2 и что Q1 и Q2 никогда не должны проводить одновременно.

Схема управления полумостового преобразователя подобна схеме управления двухтактного преобразователя.

Мостовой преобразователь

Full Bridge Converter 

Мостовой преобразователь подобен двухтактному преобразователю, только не требуется делать отвод от середины первичной обмотки. Изменение направления магнитного поля достигается изменением направление тока первичной обмотки. Этот тип преобразователя применяется в преобразователях большой мощности.

Для мостового преобразователя выходное напряжение Vout равно среднему значению напряжения на входе LC фильтра.

Vout = Vin x (n2/n1) x f x (Ton,q1 + Ton,q2)

где 
Vout - выходное напряжение - В
Vin - входное напряжение - В
n2 - 0.5 x количество витков вторичной обмотки
n1 - количество витков первичной обмотки
f - рабочая частота - Гц
Ton,q1 - время включенного состояния ключа Q1 - с
Ton,q2 - время включенного состояния ключа Q2 - с

Диагональные пары транзисторов поочередно проводят, таким образом достигая изменения направления тока в первичной обмотке трансформатора. Это можно пояснить следующим образом - когда включены ключи Q1 и Q4, ток будет течь "вниз" через первичную обмотку трансформатора (втекать в начало обмотки), а когда включены ключи Q2 и Q3, ток будет течь "вверх".

Схема управления контролирует Vout и управляет скважностью импульсов управления ключей Q1, Q2, Q3 и Q4.

Схема управления работает так же, как и для двухтактного и полумостового преобразователя, за исключением того, что надо управлять четырьмя транзисторами, а не двумя.

Схема управления

Control Section

Поясним основные принципы работы показанной выше упрощенной схемы управления ШИМ и схемы регулирования. Самой схеме управления для работы требуется питание, и это обеспечивается блоком "Aux. Supply" (вспомогательный блок питания). Вспомогательный блок питания может запитываться от различных напряжений, в данном случае это питание от сети переменного тока 220 (240) В, он вырабатывает низкое вспомогательное двуполярное напряжение +VAUX и -VAUX, обычно +- 15 или 12 В. Такая схема управления выполняется обычно в виде интегральной микросхемы. На рисунке узлы, помеченные символами от "a" до "m" содержатся в интегральной микросхеме, тогда как остальные элементы являются дискретными компонентами в блоке. Узел "a"- высокостабильный генератор, который формирует пилообразное напряжение, времязадающая цепочка R1 и C1 устанавливает его рабочую частоту. Стабильное опорное (эталонное) напряжение VREF формируется узлом "b", оно используется усилителем рассогласования (сигнала ошибки) и другими узлами. Управление шириной (длительностью) выходного импульса находится под управлением компаратора мертвого времени "c" и компаратора модулятора ширины импульсов "e". Эти два компаратора сравнивают управляющее напряжение с пилообразным. Выходные сигналы этих двух компараторов подаются на схему ИЛИ "f", прежде чем попасть на выходной каскад. Компаратор мертвого времени используется, чтобы обеспечить "плавное включение", это выводит выходной сигнал источника питания до его рабочего уровня в течение короткого периода времени (50 мс) после того, как его включат.Это уменьшает переходные процессы на компонентах на стадии включения питания. Постоянная времени плавного включения определяется элементами R2 и C2. Усилитель рассогласования "d" сравнивает выходное напряжения источника питания с опорным напряжением. Если выходное напряжение отклоняется от установленного значения из-за изменения нагрузки и (или) напряжении сети, то изменяется выходной сигнал усилителя рассогласования таким образом, чтобы сохранить установленное выходное напряжение. Напряжение на выходе источника питания контролируется в точке "FB", это напряжение подается на вход усилителя рассогласования через опторазвязку. Опторазвязка требуется для изоляции между низким выходным напряжением и питающей сетью. Схема опторазвязки для ясности показана в виде отдельного узла. Выходной сигнал от опторазвязки подается на неинвертирующий вход усилителя рассогласования "d" через делитель напряжения R6 и R9, где он сравнивается с опорным напряжением, поданным через делитель напряжения R3, R4 и RV1. RV1 служит для подстройки выходного напряжения источника питания до заданного уровня. C3 развязывает опорное напряжение и усилитель рассогласования. Коэффициент усиления усилителя рассогласования устанавливается цепочкой элементов R5, R8, C4 и R7. Усилитель рассогласования - это по существу неинвертирующий операционный усилитель с усилением на низкой частоте, устанавливаемый элементами R5 и R8.

Коэффициент усиления усилителя рассогласования на низкой частоте равен KU = 1 + (R8 / R5)

Комбинация индуктивных и емкостных компонентов в узлах источника питания вызовет смещение фазы, и, возможно, на некоторых частотах контур обратной связи может стать неустойчивым и срываться в генерацию, которая, коротко говоря, весьма нежелательна! Решение этой проблемы - частотная (фазовая) компенсация; это обеспечивается элементами C4 и R7. С ростом частоты коэффициент усиления усилителя рассогласования уменьшается, гарантируя таким образом устойчивость источника питания. Коэффициент усиления усилителя рассогласования на заданной частоте рассчитывается следующим образом:

Сопротивление цепи частотной компенсации:

Xc = 1/(2 x pi x f x C4)

Z = (R72 + Xc2)0.5

Полное сопротивление цепи обратной связи:

Zf = (Z x R8) / (Z + R8)

Коэффициент усиления усилителя рассогласования на частоте f - K = 1 + (Zf / R5)

(где f - частота)

Интегральная микросхема, использованная в этом примере, имеет два выходных сигнала и может быть "запрограммирована", чтобы использовать ее для двухтактных или одиночных применений. Выбор заданного режима достигается подключением входов двух схем И "h" и "i" к VREF для двухтактного или 0 В для одиночного применения. Если микросхема работает в двухтактном режиме, частота работы выходных каскадов вдвое меньше частоты генератора, это обеспечивает триггер "g". Работа триггера гарантирует, что два выходных транзистора "l" и "m" никогда не будут включены одновременно и что коэффициент заполнения для каждого выхода никогда не превысит 50 %. Максимум 50 % - требование для прямоходового преобразователя источника питания. По этой причине двухтактный режим выбран даже при том, что используется только один транзистор выходного сигнала "l". Схемы ИЛИ-НЕ "j" и "k" распределяют сигналы ШИМ на выходные транзисторы под управлением выходов триггера. R11 обеспечивает нагрузкой эмиттер выходного транзистора.

Вторичные ИИП

Импульсный источник питания, который дает низкое напряжение, изолированный от первичного источника, часто называется вторичным ИИП. Типичная блок-схема такого источника питания показана ниже:

Off-Line SMPS

Фильтр, показанный в левой части блок-схемы, необходим для предотвращения попадания в сет помех из источника питания. Он также помогает предохранять цепи ИИП от импульсов напряжения (или скачки напряжения) в сети переменного тока.

Типовая силовая часть такой схемы показана ниже:

Offline Power Stage

Конденсатор при питании от сети переменного тока 220 В заряжается до напряжения приблизительно 310 В (340 В для 240 В). Резистор R1 - низкоомный (номинал от 2 до 4 Ом), который предохраняет схему от бросков тока при заряде конденсатора C1 во время подачи питания. Q1 - высоковольтный МОП-транзистор, который используется в качестве быстродействующего ключа, переключающего импульс питающего тока в ферритовом высокочастотном трансформаторе T1. Частота переключения обычно лежит в диапазоне от 25 до 250 кГц. Элементы R2 и C2 составляют защитную цепь (snubber), которая уменьшает выбросы напряжения и шумы переключателя. Стабилизация достигается благодаря контролю за выходным напряжением в точке "FB" и регулирования ширины входных импульсов драйвера ключа Q1. Предохранитель FS2 необходим для защиты от короткого замыкания и перегрузки. FS2 иногда заменяется датчиком тока, который запирает при перегрузке драйвер ключа Q1.

Импульсные преобразователи

В регулируемом линейном источнике питания силовой трансформатор промышленной частоты используется для изоляции, а затем выпрямитель и линейный регулятор используются для формирования выходного напряжения.

В управляемом ИИП изоляция и регулирование объединены в единое целое, имеющее высокий КПД. В ИИП используется маленький высокочастотный трансформатор, обычно работающий в диапазоне частот от 25 до 250 кГц (хотя в маломощных ИИП до 1 МГц).

Трансформаторы и дроссели, используемые для ИИП, имеют ферритовые сердечники в противоположность листовым железным сердечникам их более низкочастотных двойников. Трансформаторы ИИП вообще имеют меньшее количество витков в обмотках чем трансформаторы промышленной частоты.

Электромагнитные и радиопомехи,
создаваемые ИИП

Известно, что импульсные источники питания создают электромагнитные и радиопомехи. НЧ фильтры в подводящих проводах жизненно важны для уменьшения наводок по цепям питания. Экран Фарадея между обмотками трансформатора и вокруг чувствительных компонентов вместе с правильным расположением в блоке цепей, компенсирующим поля, также уменьшают электромагнитные и радиопомехи. Проблема сглаживания тока пилообразной формы требует применения фильтрового конденсатора. Индуктивность и сопротивление (последовательно включенные) стандартных электролитических конденсаторов влияют на пульсации и напряжения шума в выходных сигналах. Линейные источники питания не имеют себе равных в маломощных и очень малошумящих с низкими пульсациями в выходных сигналах источниках.

Интегральные микросхемы для ИИП

Mullard:

TDA2640

TDA2581

SGS:

L4960

  • Диапазон входного напряжения - 9 - 50 В постоянного тока
  • Регулируемое выходное напряжение - от 5 до 40 В
  • Максимальный выходной ток - 2.5 А
  • Максимальная выходная мощность - 100 Вт
  • Встроенная схема плавного включения
  • Стабильность внутреннего опорного источника - +- 4 %
  • Требует очень небольшого числа навесных компонентов
  • Коэффициент заполнения - 0 - 1
  • Высокий КПД - выше 90 %
  • Встроенная тепловая защита от перегрузки: микросхема выключается, когда температура pn-перехода достигает 150 град. C.
  • Встроенный ограничитель тока для защиты от короткого замыкания

L4962 (16-выводной DIP корпус. Выходной ток до 1.5 А)

L4964 (специальный 15- выводной корпус. Выходной ток до 4 А)

Texas Instruments:

TL494

TL497

TL497 имеет генератор с фиксированным временем включенного состояния, но с переменной выходной частотой. Это дает минимальное количество навесных элементов. Время включенного состояния определяется значением емкости конденсатора, подключенного между выводом 3 и землей.

TL497 Pin Out

Режим повторных включений ИИП

В импульсных источниках питания такой режим часто используется для ограничения выходного тока. Если ИИП перегружен, схема выключается. После некоторого интервала времени он включается, если перегрузка все еще существует, он немедленно выключается. На некоторых конструкциях, если это случается несколько раз, питание отключается, пока не будет сброшена блокировка схемы.

ИИП с поддержкой питания

Некоторые "более автономные" ИИП разработаны так, чтобы сохранить устойчивое выходное напряжение более чем несколько периодов при отключении входного питания. Это может быть достигнуто установкой входного конденсатора большой емкости, такой, что его напряжение не будет существенно падать в течение перерывов подачи энергии. Период времени, в течение которого ИИП поддерживает выходное напряжение, когда отсутствует входное, часто называют "временем поддержки питания".

Литература

  • SGS Power Supply Application manual
  • Motorola Power MOSFET Transistor Databook
  • Unitrode Semiconductor Databook
  • Unitrode Applications Handbook
  • Transformer Core Selection for SMPS, Mullard
  • Soft Ferrites - Properties and Applications, E.C. Snelling
  • Switchmode - A Designer's Guide, Motorola
  • SMPS Technology and Components, Siemens
  • Texas Instruments Linear Circuits Databook
  • Analogue Electronics Handbook, T.H. Collins
  • Smith, K.L. Ph.D. (University of Kent), "D.C. Supplies from A.C. Sources", Electronics & Wireless World, September 1984.
  • Иванов В.С., Панфилов Д.И. Компоненты силовой электроники фирмы MOTOROLA. - М.: ДОДЭКА, 1998
  • Силовые полупроводниковые приборы International Rectifier. Пер. п/р В.В.Токарева. - Воронеж, 1995
  • Микросхемы для импульсных источников питания и их применение. Изд. 2-е. - М.: ДОДЭКА, 2000
  • Поликарпов А.Г., Сергиенко Е.Ф. Однотактные преобразователи напряжения в устройствах электропитания РЭА. - М.: Радио и связь, 1989
  • Поликарпов А.Г., Сергиенко Е.Ф. Импульсные регуляторы и преобразователи постоянного напряжения. - М.: Изд-во МЭИ, 1998

Ссылка на источник: http://alexlevin.narod.ru/Switch.htm#RFIEMI

 

 

ее

ггг



Обновлен 21 дек 2017. Создан 03 дек 2017